運(yùn)算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器，常用于高精度模擬電路，因此必須精確測(cè)量其性能。但在開環(huán)測(cè)量中，其開環(huán)增益可能高達(dá)107或更高，而拾取、雜散電流或塞貝克(熱電偶)效應(yīng)可能會(huì)在放大器輸入端產(chǎn)生非常小的電壓，這樣誤差將難以避免。
通過使用伺服環(huán)路，可以大大簡(jiǎn)化測(cè)量過程，強(qiáng)制放大器輸入調(diào)零，使得待測(cè)放大器能夠測(cè)量自身的誤差。圖1顯示了一個(gè)運(yùn)用該原理的多功能電路，它利用一個(gè)輔助運(yùn)放作為積分器，來建立一個(gè)具有極高直流開環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。開關(guān)為執(zhí)行下面所述的各種測(cè)試提供了便利。
圖1. 基本運(yùn)算放大器測(cè)量電路
圖1所示電路能夠?qū)⒋蟛糠譁y(cè)量誤差降至最低，支持精確測(cè)量大量直流和少量交流參數(shù)。附加的“輔助”運(yùn)算放大器無需具有比待測(cè)運(yùn)算放大器更好的性能，其直流開環(huán)增益最好能達(dá)到106或更高。如果待測(cè)器件(dut)的失調(diào)電壓可能超過幾mv，則輔助運(yùn)放應(yīng)采用±15 v電源供電(如果dut的輸入失調(diào)電壓可能超過10 mv，則需要減小99.9 kω電阻r3的阻值。)
dut的電源電壓+v和–v幅度相等、極性相反?？傠娫措妷豪硭?dāng)然是2 × v。該電路使用對(duì)稱電源，即使“單電源”運(yùn)放也是如此，因?yàn)橄到y(tǒng)的地以電源的中間電壓為參考。
作為積分器的輔助放大器在直流時(shí)配置為開環(huán)(最高增益)，但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾hz。這意味著，dut輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大，并通過一個(gè)1000:1衰減器施加于dut的同相輸入端。負(fù)反饋將dut輸出驅(qū)動(dòng)至地電位。(事實(shí)上，實(shí)際電壓是輔助放大器的失調(diào)電壓，更精確地說是該失調(diào)電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kω電阻上引起的壓降，但它非常接近地電位，因此無關(guān)緊要，特別是考慮到測(cè)量期間此點(diǎn)的電壓變化不大可能超過幾mv)。
測(cè)試點(diǎn)tp1上的電壓是施加于dut輸入端的校正電壓(與誤差在幅度上相等)的1000倍，約為數(shù)十mv或更大，因此可以相當(dāng)輕松地進(jìn)行測(cè)量。
理想運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓(vos)為0，即當(dāng)兩個(gè)輸入端連在一起并保持中間電源電壓時(shí)，輸出電壓同樣為中間電源電壓。現(xiàn)實(shí)中的運(yùn)算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調(diào)電壓，因此必須將此范圍內(nèi)的電壓施加于輸入端，使輸出處于中間電位。
圖2給出了最基本測(cè)試——失調(diào)電壓測(cè)量的配置。當(dāng)tp1上的電壓為dut失調(diào)電壓的1000倍時(shí)，dut輸出電壓處于地電位。
圖2. 失調(diào)電壓測(cè)量
理想運(yùn)算放大器具有無限大的輸入阻抗，無電流流入其輸入端。但在現(xiàn)實(shí)中，會(huì)有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端(分別為ib–和ib+)，它們會(huì)在高阻抗電路中引起顯著的失調(diào)電壓。根據(jù)運(yùn)算放大器類型的不同，這種偏置電流可能為幾fa(1 fa = 10–15 a，每隔幾微秒流過一個(gè)電子)至幾na;在某些超快速運(yùn)算放大器中，甚至達(dá)到1 - 2 μa。圖3顯示如何測(cè)量這些電流。
圖3. 失調(diào)和偏置電流測(cè)量
該電路與圖2的失調(diào)電壓電路基本相同，只是dut輸入端增加了兩個(gè)串聯(lián)電阻r6和r7。這些電阻可以通過開關(guān)s1和s2短路。當(dāng)兩個(gè)開關(guān)均閉合時(shí)，該電路與圖2完全相同。當(dāng)s1斷開時(shí)，反相輸入端的偏置電流流入rs，電壓差增加到失調(diào)電壓上。通過測(cè)量tp1的電壓變化(=1000 ib–×rs)，可以計(jì)算出ib–。同樣，當(dāng)s1閉合且s2斷開時(shí)，可以測(cè)量ib+。如果先在s1和s2均閉合時(shí)測(cè)量tp1的電壓，然后在s1和s2均斷開時(shí)再次測(cè)量tp1的電壓，則通過該電壓的變化可以測(cè)算出“輸入失調(diào)電流”ios，即ib+與ib–之差。r6和r7的阻值取決于要測(cè)量的電流大小。
如果ib的值在5 pa左右，則會(huì)用到大電阻，使用該電路將非常困難，可能需要使用其它技術(shù)，牽涉到ib給低泄漏電容(用于代替rs)充電的速率。
當(dāng)s1和s2閉合時(shí)，ios仍會(huì)流入100 ω電阻，導(dǎo)致vos誤差，但在計(jì)算時(shí)通?？梢院雎运?，除非ios足夠大，產(chǎn)生的誤差大于實(shí)測(cè)vos的1%。
運(yùn)算放大器的開環(huán)直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕見，但250，000到2，000，000的增益更為常見。直流增益的測(cè)量方法是通過s6切換dut輸出端與1 v基準(zhǔn)電壓之間的r5，迫使dut的輸出改變一定的量(圖4中為1 v，但如果器件采用足夠大的電源供電，可以規(guī)定為10 v)。如果r5處于+1 v，若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變，dut輸出必須變?yōu)楱C1 v。
圖4. 直流增益測(cè)量
tp1的電壓變化衰減1000:1后輸入dut，導(dǎo)致輸出改變1 v，由此很容易計(jì)算增益(= 1000 × 1 v/tp1)。
為了測(cè)量開環(huán)交流增益，需要在dut輸入端注入一個(gè)所需頻率的小交流信號(hào)，并測(cè)量相應(yīng)的輸出信號(hào)(圖5中的tp2)。完成后，輔助放大器繼續(xù)使dut輸出端的平均直流電平保持穩(wěn)定。
圖5. 交流增益測(cè)量
圖5中，交流信號(hào)通過10，000:1的衰減器施加于dut輸入端。對(duì)于開環(huán)增益可能接近直流值的低頻測(cè)量，必須使用如此大的衰減值。(例如，在增益為1，000，000的頻率時(shí)，1 v rms信號(hào)會(huì)將100 μv施加于放大器輸入端，放大器則試圖提供100 v rms輸出，導(dǎo)致放大器飽和。)因此，交流測(cè)量的頻率一般是幾百hz到開環(huán)增益降至1時(shí)的頻率;在需要低頻增益數(shù)據(jù)時(shí)，應(yīng)非常小心地利用較低的輸入幅度進(jìn)行測(cè)量。所示的簡(jiǎn)單衰減器只能在100 khz以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更復(fù)雜的電路。
運(yùn)算放大器的共模抑制比(cmrr)指共模電壓變化導(dǎo)致的失調(diào)電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在dc時(shí)，它一般在80 db至120 db之間，但在高頻時(shí)會(huì)降低。
測(cè)試電路非常適合測(cè)量cmrr(圖6)。它不是將共模電壓施加于dut輸入端，以免低電平效應(yīng)破壞測(cè)量，而是改變電源電壓(相對(duì)于輸入的同一方向，即共模方向)，電路其余部分則保持不變。
圖6. 直流cmrr測(cè)量
在圖6所示電路中，在tp1測(cè)量失調(diào)電壓，電源電壓為±v(本例中為+2.5 v和–2.5 v)，并且兩個(gè)電源電壓再次上移+1 v(至+3.5 v和–1.5 v)。失調(diào)電壓的變化對(duì)應(yīng)于1 v的共模電壓變化，因此直流cmrr為失調(diào)電壓與1 v之比。
cmrr衡量失調(diào)電壓相對(duì)于共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比(psrr)則相反，它是指失調(diào)電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變(圖7)。
圖7. 直流psrr測(cè)量
所用的電路完全相同，不同之處在于總電源電壓發(fā)生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 v和–2.5 v切換到+3 v和–3 v，總電源電壓從5 v變到6 v。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計(jì)算方法也相同(1000 × tp1/1 v)。
為了測(cè)量交流cmrr和psrr，需要用電壓來調(diào)制電源電壓，如圖8和圖9所示。dut繼續(xù)在直流開環(huán)下工作，但確切的增益由交流負(fù)反饋決定(圖中為100倍)。
圖8. 交流cmrr測(cè)量
為了測(cè)量交流cmrr，利用幅度為1 v峰值的交流電壓調(diào)制dut的正負(fù)電源。兩個(gè)電源的調(diào)制同相，因此實(shí)際的電源電壓為穩(wěn)定的直流電壓，但共模電壓是2v峰峰值的正弦波，導(dǎo)致dut輸出包括一個(gè)在tp2測(cè)量的交流電壓。
如果tp2的交流電壓具有x v峰值的幅度(2x v峰峰值)，則折合到dut輸入端(即放大100倍交流增益之前)的cmrr為x/100 v，并且cmrr為該值與1 v峰值的比值。
圖9. 交流psrr測(cè)量
交流psrr的測(cè)量方法是將交流電壓施加于相位相差180°的正負(fù)電源，從而調(diào)制電源電壓的幅度(本例中同樣是1 v峰值、2 v峰峰值)，而共模電壓仍然保持穩(wěn)定的直流電壓。計(jì)算方法與上一參數(shù)的計(jì)算方法非常相似。
總結(jié)
當(dāng)然，運(yùn)算放大器還有許多其它參數(shù)可能需要測(cè)量，而且還有多種其它方法可以測(cè)量上述參數(shù)，但正如本文所示，最基本的直流和交流參數(shù)可以利用易于構(gòu)建、易于理解、毫無問題的簡(jiǎn)單基本電路進(jìn)行可靠測(cè)量。